Как сгладить пульсации импульсного блока питания

Как уменьшить пульсацию блока питания.

Существенной проблемой при построении самодельного блока питания является уменьшение пульсаций выпрямленного тока сети. Для этого применяют фильтры из конденсаторов большой емкости, дроссели. Все они крупногабаритные и занимают много места.
Можно значительно уменьшить пульсации питания за счет включения RC — цепочки в управление регулирующего транзистора стабилизатора блока питания.
На приведенной схеме блока питания с транзисторным стабилизатором рассмотрим как это работает.
Цепочка R2R3C3 подает на базу регулирующего транзистора V3 переменную составляющую напряжения в противофазе (конденсатор С3 переворачивает фазу) пульсациям выходного напряжения и является, как бы, отрицательной обратной связью для стабилизатора. Подбором положения движка подстроечного резистора R2 можно резко уменьшить пульсации на выходе блока и, хотя добиться полного их устранения не удается, но применение этой цепи дает существенное увеличение коэффициента сглаживания пульсаций питания.
Если после настройки движка потенциометра R2 в оптимальное положение отключить дополнительную RC — цепь, то при токе нагрузки 0,5 А и выходном напряжении 12 В амплитуда пульсаций возрастет с 2 до 180 мВ. Поэтому получается, что коэффициент сглаживания был около 10, а стал — 1000.

Пути уменьшения пульсаций в импульсном источнике тока

В статье рассмотрены некоторые аспекты создания импульсного источника тока (ИТ), в частности — способы снижения величины пульсаций выходного тока и вопросы устойчивости регулирования. Рассмотрены особенности работы многофазных импульсных ИТ. Публикуемые материалы собраны на основе опыта разработки импульсного двухфазного ИТ мощностью 3 кВт (100 В, 30 А).

Рассмотрим ИТ с регулированием по выходному току. Импульсные стабилизаторы напряжения применяются довольно широко, и методика их расчета и критерии устойчивости приводятся во многих источниках [1, 2]. Что касается импульсных ИТ, то они используются реже и в меньшей степени рассмотрены в публикациях.

Следует уточнить, что речь идет об ИТ, которые допускают подключение на выходе параллельного ШИМ-регулятора, замыкающего выход ИТ с частотой в десятки килогерц. Стандартные источники питания, имеющие режим ограничения тока (обратная связь по напряжению и току), такой нагрузки не допускают из-за наличия на выходе конденсатора большой емкости (сотни микрофарад). Такая емкость сама по себе является источником напряжения для быстрых процессов (на частоте 10 кГц сопротивление конденсатора емкостью 100 мкФ равно 0,15 Ом), поэтому подключение параллельного ШИМ-регулятора к такому выходу приведет к закорачиванию выходного конденсатора открытым ключевым элементом ШИМ-регулятора. Такое подключение означает, что энергия заряженного конденсатора будет рассеиваться в виде тепла на ключевом элементе, а средняя рассеиваемая мощность при частоте 10 кГц оказывается неприемлемо большой (5 кВт при напряжении 10 В).

Анализ уменьшения пульсаций в импульсном ИТ

На первый взгляд, чтобы получить импульсный ИТ, достаточно взять импульсный источник напряжения (рис. 1), заменить отрицательную обратную связь по напряжению на отрицательную обратную связь по току и убрать выходной сглаживающий (фильтрующий) конденсатор, как показано на рис. 2.

Рис. 1. Импульсный источник напряжения

Но при этом возникают некоторые сложности. Первое существенное различие состоит в том, что пульсации тока в сглаживающем дросселе импульсного ИТ составляют обычно 10–30% от среднего значения тока, тогда как пульсации напряжения в стабилизаторе напряжения составляют обычно от долей процента до 1–2% и определяются величиной ESR выходных конденсаторов (выбор конденсаторов с меньшим ESR позволяет уменьшить пульсации). Исходя из этого, в ИТ необходимо уменьшать коэффициент усиления в петле обратной связи (то есть уменьшать усиление усилителя ошибки), чтобы исключить ограничение выходного сигнала усилителя ошибки. В свою очередь, уменьшение усиления приводит к ухудшению динамических характеристик: амплитуда переходных процессов при скачкообразном изменении нагрузки от нуля до максимума в ИТ может достигать 30% (в источниках напряжения обычно менее 5%).

Рис. 2. Импульсный источник тока

Можно улучшать параметры ИТ путем увеличения значения индуктивности сглаживающего дросселя (при этом будут уменьшаться пульсации тока, и можно, соответственно, увеличивать усиление усилителя ошибки), но увеличение при этом габаритов дросселя не всегда позволяет решить проблему только таким способом. Другой вариант — уменьшать пульсации тока импульсного ИТ путем увеличения частоты коммутации, но при этом снижается диапазон регулирования выходного тока и возрастают потери, что не во всех случаях приемлемо.

Снижение пульсации тока путем подключения конденсатора параллельно дросселю и настройкой в резонанс на частоте пульсаций (фильтр–пробка) приводит к уменьшению пульсаций при статической нагрузке (резистор), однако при динамической нагрузке (параллельный ШИМ-регулятор на выходе) приводит к ухудшению устойчивости стабилизатора тока. Снижение пульсации тока можно получить за счет установки на выходе (параллельно нагрузке) конденсатора небольшой емкости (доли микро­фарад). Использование параллельного ШИМ-регулятора в качестве нагрузки накладывает определенные требования к цепям обратной связи ИТ.

Одним из критериев, определяющих выбор параметров цепи обратной связи, является субгармоническая устойчивость — отсутствие «дрожания» длительности соседних импульсов ШИМ (субгармонические колебания). Подробно эти процессы описаны в [3], там же приведен пример расчета величины, необходимой slope-компенсации для обеспечения субгармонической устойчивости. В данной статье рассматривается стабилизатор напряжения с токовым режимом (current-mode), но, поскольку в ИТ пилообразные пульсации попадают на вход усилителя ошибки по цепи обратной связи по току и далее на выход усилителя ошибки, то все процессы, описанные в статье, и методика расчета в полной мере распространяются на работу импульсного ИТ.

Радикальным способом улучшения динамических характеристик импульсного ИТ является введение дополнительной положительной обратной связи по напряжению. Моделирование упрощенной схемы ИТ (без ШИМ) с положительной обратной связью по напряжению дает хорошие результаты (при точно подобранных постоянных времени в цепях отрицательной обратной связи по току и положительной обратной связи по напряжению); переходный процесс практически отсутствует — ток абсолютно постоянен. Но, с учетом работы ШИМ внешнего параллельного преобразователя, устойчивость ухудшается. Поясним причины этого.

Во-первых, большинство микросхем ШИМ-контроллеров работает таким образом, что ШИМ регулирует (воздействует) на задний фронт ШИМ-импульса, то есть включение импульса происходит по тактам задающего генератора и не зависит от сигнала обратной связи, а задний фронт формируется компаратором в зависимости от сигнала обратной связи. Из-за этого реакция ШИМ на сигнал положительной обратной связи по напряжению оказывается асимметричной. При уменьшении сопротивления нагрузки реакция практически «мгновенная»: задержка определяется компаратором, драйвером и силовым ключом, а при увеличении сопротивления нагрузки «реагирование» на сигнал обратной связи произойдет только по следующему импульсу тактового генератора. Таким образом, задержка может достигать величины периода тактового генератора и зависит от совпадения фаз изменения нагрузки и тактового генератора ИТ (от совпадения по времени).

Во-вторых, сам ШИМ ИТ является нелинейным. «Пила» slope-компенсации, формируемая тактовым генератором, практически линейна и имеет постоянную амплитуду, а «пила» тока в сглаживающем дросселе линейна (в пределах линейности феррита), но имеет непостоянную амплитуду. Амплитуда пульсаций тока максимальна в середине диапазона нагрузок, когда выходное напряжение равно половине входного, и коэффициент заполнения импульса ШИМ равен 0,5 (скважность 2). При минимальном (КЗ) и максимальном (напряжение на выходе близко к входному) сопротивлении нагрузки амплитуда пульсаций стремится к нулю. В результате для «традиционной» схемы ШИМ (с включением по тактовому генератору и выключением по сигналу компаратора) коэффициент передачи ШИМ получается минимальным при КЗ в нагрузке и максимальным, когда выходное напряжение близко ко входному. Видимо, с этим связано наблюдаемое на практике ухудшение устойчивости импульсного стабилизатора тока при максимальных сопротивлениях нагрузки. Очевидно, что при уменьшении амплитуды пульсаций линейность модулятора будет улучшаться (таким образом, увеличение индуктивности дросселя со всех точек зрения «положительно»). Если величина входного напряжения не постоянна, то коэффициент положительной обратной связи должен быть обратно пропорционален входному напряжению.

Все это усложняет задачу введения положительной обратной связи по напряжению, которая должна быть нелинейная, с зависимостью от выходного и входного напряжения.

Следует рассмотреть вариант понижения пульсаций в многофазных импульсных ИТ. Как уже было сказано, многофазные импульсные источники напряжения широко применяются (на всех современных компьютерных платах). С увеличением числа фаз импульсного ИТ пропорционально уменьшаются создаваемые им помехи и квадратично уменьшаются выходные пульсации. На рис. 3 показана зависимость амплитуды пульсаций от отношения U_вых/U_вх для одно-, двух- и четырехфазных источников.

Рис. 3. Зависимость пульсаций от числа фаз

Эти общие закономерности справедливы как для источников напряжения, так и для ИТ.

Было выполнено моделирование многофазных ИТ (двух-, четырех- и восьмифазных) и проведены испытания макета двухфазного ИТ мощностью 3 кВт (100 В, 1–30 А). В схему был введен дополнительный выходной фильтрующий дроссель, включенный между общей точкой соединения фазных дросселей и выходом (нагрузкой), как показано на рис. 4.

Рис. 4. Двухфазный источник тока

Индуктивность дополнительного фильтрующего дросселя была выбрана вдвое меньше индуктивности фазных дросселей. В точке соединения дросселей пульсации имеют частоту, кратную числу фаз, что увеличивает эффективность фильтрации в дополнительном выходном дросселе. При этом в сигнале обратной связи каждой фазы появляются составляющие пульсации от других фаз, в результате чего форма пульсаций начинает отличаться от пилообразной. Установлено, что устойчивость работы ИТ при работе на динамическую нагрузку ухудшается.

Приведенные результаты показывают, что при разработке мощных импульсных ИТ возникают сложности в выборе параметров основных компонентов схемы. При этом в общедоступной литературе недостаточно сведений для определения критериев выбора параметров компонентов и структуры таких источников.

1. Браун М. Источники питания, расчет и конструирование. Киев: МК-Пресс. 2007.
2. Stabilize the buck converter with transconductance amplifier. Application Note AN-1043.
3. Modelling, analysis and compensation of the current-mode converter.

Импульсные источники питания с низким уровнем пульсаций и помех

Статья посвящена проблемам создания источников питания для некоторых классов аппаратуры, требующих применения блоков питания с низким уровнем выходных пульсаций и помех. Приведены особенности проектирования импульсных источников питания с низким уровнем пульсаций и помех на выходе. Показано, что главным после выбора оптимальной структуры силовой части источника питания является выполнение высокоэффективного выходного фильтра и оптимизация конструкции и электромонтажа. Проводится оценка некоторых AC/DC преобразователей напряжения с улучшенными показателями электромагнитной совместимости. Дается краткое описание одной из схем оптимальной структуры с точки зрения минимизации пульсаций и помех в спектре выходного напряжения преобразователя источника питания.

Основные требования к электропитанию высокочувствительной аппаратуры

В настоящее время электропитание подавляющей части радиоэлектронной аппаратуры осуществляется от импульсных источников вторичного электропитания (ИВЭ). Такие источники имеют высокие значения КПД (от 70 до 86% и более) и массо-габаритных показателей (удельная мощность 100–400 Вт/дм 3 и более). Однако они обладают повышенным уровнем как высокочастотных (ВЧ) помех на сетевом входе, так и ВЧ–пульсаций и импульсных помех на их выходе (как правило, порядка 0,5–2%). Вместе с тем некоторые классы аппаратуры требуют применения источников питания с гораздо более низким уровнем пульсаций и электромагнитных помех (в дальнейшем — помехи). В частности, такие источники требуются для электропитания прецизионной высокочувствительной аппаратуры: датчиков физико-химического состава веществ, спектральных приборов, усилительно-измерительных трактов (каналов) и т. п. Они необходимы для использования в аналоговых и аналогоцифровых устройствах и системах, в которых минимальный уровень сигнала составляет доли и единицы милливольт.

В самом деле, для 12–разрядного АЦП уровень шумов и помех, приведенный к входу, должен быть менее 1 /₂ единицы младшего значащего разряда (МЗР). Иными словами, в АЦП при выходном напряжении ±10 В (питание от ±15 В) допустимое значение шумов и помех должно быть менее 0,5 мВ (от пика до пика — сокращенно «п-п») в рабочей полосе частот АЦП. Соответственно, для 14-разрядного АЦП уровень шумов и помех должен быть К_пп.u = 90–110 дБ). Однако значение этого коэффициента нормируется, как правило, на низкой частоте (например, при 20 Гц).

При спектре пульсаций и помех напряжения питания в сотни килогерц – единицы мегагерц величина их подавления в ОУ и других аналоговых микросхемах резко падает. Учитывая измерения для некоторых типов аналоговых микросхем, можно указать, что величина К_пп.u уменьшается приблизительно на 20 дБ на декаду, то есть К_пп.u может быть порядка 20–30 дБ при частотах 100–250 кГц. Это означает, что допустимые значения ВЧ–пульсаций напряжения питания, например АЦП, не должны превышать 3–5 мВ п-п для 12–разрядного АЦП и 1–2 мВ п-п — для 14–разрядного АЦП.

Краткий обзор источников вторичного электропитания для высокочувствительной аппаратуры

Рассмотрим кратко ИВЭ, применяемые для питания высокочувствительной аппаратуры. Достаточно часто для питания таких устройств специалисты используют низкочастотные (50/60 Гц) маломощные трансформаторные источники с линейными стабилизаторами напряжения. Такие источники без особых затруднений обеспечивают величину низкочастотных пульсаций порядка 3–10 мВ п-п. При необходимости, выбирая микросхемы прецизионных стабилизаторов напряжения или несколько усложняя обрамление стандартных микросхем стабилизаторов, можно достигнуть величины пульсаций порядка 0,1–1 мВ п-п. Отметим, что в таких источниках принципиально отсутствуют ВЧ–пульсации и помехи.

Основные недостатки трансформаторных источников питания с линейными стабилизаторами хорошо известны, это: а) низкий КПД; б) низкая величина удельных массо-габаритных показателей.

Даже при использовании диодов Шоттки и микросхем стабилизаторов с малым падением напряжения между входом и выходом (Low Drop Out — LDO) КПД источников составляет не более: 45–48% — при выходном напряжении U_вых = 5 В и 54–58% — для U_вых = 15 В. Указанные значения КПД приведены при условии, что питающее напряжение сети переменного тока изменяется в пределах 187–242 В эфф, то есть –15%, +10%. Если же требуется обеспечить работоспособность трансформаторных источников при изменении напряжения сети в более широких пределах, например 176–264 В эфф (±20%), то КПД заметно падает, а массогабаритные показатели значительно ухудшаются. Применение повышенной сетевой частоты электропитания (400, 500, 1000 Гц), что характерно для подвижных объектов специального назначения (авиация, флот и др.), позволяет улучшить удельные массо-габаритные показатели источников не более чем в 1,3–1,6 раза.

Использование в упомянутых целях импульсных ИВЭ позволяет кардинально решить проблемы существенного повышения КПД (до 75–86%) и существенного повышения (в 5–10) раз удельных массо-габаритных показателей. В то же время большая величина ВЧ-пульсаций и помех препятствует более широкому использованию ИВЭ в прецизионной аппаратуре. В самом деле, в типовых моделях импульсных ИВЭ стандартное значение уровня пульсаций и помех, измеряемое от пика до пика (мВ п-п), обычно не лучше 1%, то есть 50 мВ п-п (при U_вых = +5 В), 120 мВ п-п (для U_вых = ±12 В) и 150 мВ п-п (для U_вых = ±15 В) [1–4]. В некоторых моделях импульсных двухканальных ИВЭ, например PD1212 фирмы Fran Mar [5] и NMUD1515 фирмы Newport [5], это значение уменьшено до 0,4–0,5%, то есть до 50 мВ п-п — для ±12 В и до 75 мВ п-п — для ±15 В.

Подчеркнем, что для источников питания фирмы Astec [3] при этом оговариваются такие условия измерения величины пульсаций: полоса пропускания осциллографа — 20 МГц, параллельно нагрузке должны быть подключены высокочастотный электролитический конденсатор емкостью 10 мкФи керамический — 0,1 мкф. В некоторой спецаппаратуре (телекоммуникационная, высокочувствительная аппаратура передвижных объектов и т. п.) используется распределенная система электропитания, в которой напряжение +(24)27 В, полученное от сети переменного тока посредством AC/DC-преобразователя, является основным (магистральным). Необходимые напряжения +5, ±5, ±12, ±15 В образуются с помощью DC/DC-преобразователей, в которых уровень пульсаций может быть уже 0,1–0,3%.

Таким образом, актуальной становится задача проектирования и выпуска импульсных источников с низким уровнем пульсаций и электромагнитных помех.

Особенности проектирования импульсных источников питания с низким уровнем пульсаций и помех

В известных работах [6, 7] в основном рассмотрены общие вопросы электромагнитной совместимости (ЭМС) и проблемы ее обеспечения для импульсных ИВЭ. В частности, описаны: причины возникновения, виды и пути распространения помех в импульсных ИВЭ, методы и рекомендации по уменьшению помех на входе и на выходе до стандартных значений. При этом работа [6], посвященная в основном проблемам проектирования мощных импульсных ИВЭ для ЭВМ серии ЕС ЭВМ, не потеряла своего значения в аспекте обеспечения ЭМС и в наше время. В работе [7] более подробно излагается проблематика обеспечения ЭМС импульсных ИВЭ: характер и особенности возникновения помех в компонентах (активных, пассивных) преобразователей, рациональный выбор и расчет сетевых фильтров помех, выбор необходимых компонентов фильтров, оптимизация характеристик фильтров, рекомендации по рациональному заземлению. Рассмотрены методы, аппаратура и особенности измерения помех (кондуктивных и излучением). В то же время в указанных работах не рассмотрены конкретные особенности построения импульсных ИВЭ с низким уровнем ВЧ-пульсаций и помех на выходе. В работе авторов [8] показано, что для минимизации уровня выходных ВЧ-пульсаций и помех в импульсных ИВЭ в структурном плане наиболее предпочтительными являются:

1. Однотактные преобразователи напряжения (ОПН) — вследствие простоты схемной конфигурации, простоты сопряжения силовой и управляющей частей преобразователя, а главное — принципиального отсутствия явления сквозных токов.
2. Среди однотактных преобразователей обеспечить минимум помех легче в прямоходовых преобразователях (ОПН-П) с размагничивающей обмоткой или типа «косого» моста вследствие следующих факторов:
   1. меньшая величина паразитных параметров (индуктивности L_s, емкости C_s) в силовом трансформаторе, поскольку он выполняет функцию только трансформатора, а не трансформатора-дросселя, как в обратноходовом преобразователе ОПН-О;
   2. независимость выбора индуктивности входного дросселя в выходном фильтре благодаря замечанию (а).

   В указанной работе [8] в общем виде приведен алгоритм проектирования импульсных ИВЭ с сетевым входом (AC/DC-преобразователей) с улучшенными показателями ЭМС. Рассмотрены электромагнитные процессы в преобразователях и их компонентах, приводящие к генерации помех. Кроме того, описаны особенности высокочастотного силового трансформатора и даны рекомендации по его конструктивному выполнению, в том числе для минимизации паразитных параметров (индуктивности L_s, собственной емкости обмоток C_si, емкости между обмотками C_sij). Таким образом, при проектировании импульсных ИВЭ с низким уровнем ВЧ-пульсаций и помех рационально выбирать для них однотактные преобразователи напряжения ОПН-П или ОПН-О.

   В настоящей статье авторы более полно приводят конкретные особенности проектирования маломощных (до 50 Вт) импульсных ИВЭ с низким уровнем ВЧ-пульсаций и помех. Такие ИВЭ пригодны для электропитания высокочувствительной аппаратуры. Но предварительно сделаем несколько замечаний. В целом при проектировании импульсных ИВЭ (AC/DC-преобразователей) с улучшенными показателями ЭМС необходимо:

   • разработать оптимальное входное устройство на стороне сети переменного тока, осуществляющее уменьшение пусковых токов, ограничение импульсных перенапряжений и эффективное подавление кондуктивных ВЧ-помех (коэффициент подавления 40–80 дБ в полосе частот от 0,15 до 30 МГц) как со стороны сети, так и обратно в сеть — со стороны ИВЭ;
   • выбрать рациональную структуру преобразователя — ОПН-П или ОПН-О с ШИМ- управлением или квазирезонансного преобразователя с ЧИМ-управлением, которая обеспечивала бы возможность минимизации внутренних коммутационных помех, но, главное, выходных ВЧ-пульсаций и помех;
   • оптимально выбрать силовые транзисторы для преобразователя напряжения, способные эффективно работать на высокой частоте преобразования (100–250 кГц) с обеспечением безопасных режимов их переключения с минимизацией возникающих при переключении импульсных перенапряжений (выбросов, «пичков»);
   • выбрать по быстродействию фиксирующие (рекуперирующие) диоды, которые отводят в каждом цикле (периоде) энергию намагничивания силового ВЧ-трансформатора в цепь питания (+300 В) во избежание возникновения перенапряжений;
   • рассчитать фиксирующие цепи RCVD-цепи (snabber и clamper) для силового ключа — в случае использования преобразователя сШИМ-управлением; при этом snabber замедляет скорость нарастания напряжения на ключе, а clamper фиксирует напряжение в этой же точке схемы относительно потенциала питания (+300 В) и обеспечивает размагничивание сердечника силового трансформатора [9];
   • произвести расчет силового ВЧ-трансформатора с оценкой его паразитных параметров (L_s, C_si, C_sij) с выбором конструктивных мероприятий по секционированию обмоток, установке (намотке) экранов и т. д.;
   • выбрать быстродействующие выпрямительные диоды соответственно высокой частоте преобразования;
   • оптимизировать выходной фильтр в низковольтном выходном выпрямителе для обеспечения требуемой величины ВЧ-пульсаций и помех (требуемого коэффициента сглаживания/подавления);
   • разработать оптимальные конструктивные решения (компоновка, электромонтаж и экранирование), чтобы свести к необходимому минимуму помехи из-за взаимного влияния входных/выходных цепей, а также выходных цепей между собой [11, 12].

   В настоящее время для маломощных AC/DC-преобразователей в качестве корректора коэффициента мощности (ККМ/PFC) обычно используется пассивный ККМ. При мощности в несколько ватт это может быть последовательный резистор во входном устройстве, при большей мощности — специальный дроссель (индуктивность не менее 10 мГн), включаемый сразу после сетевого фильтра. В качестве силовых ключей обычно используются полевые транзисторы с изолированным затвором (МОПТ или MOSFET) с максимальным напряжением (UDSS) не менее 800 В, обладающие наилучшими параметрами при переключении (R_DSon, C_iss, td_on, t_r/t_f и др.). Низковольтные выпрямительные диоды при переключении генерируют широкий спектр помех значительной интенсивности, связанных прежде всего с процессом восстановления обратного сопротивления диодов. Основные контролируемые показатели при восстановлении обратного сопротивления диода — это время восстановления t_rrи «мягкость» характеристики восстановления. Поэтому в указанных целях предпочтение заслуживают диоды Шоттки, имеющие малое падение напряжения в прямом состоянии (UF = 0,35–0,9 B) и высокое быстродействие (t_rr = 35–100 нс). Однако у диодов Шоттки при их выключении имеет место неприятное явление: возникает высокочастотный «звон» [10], для подавления (ослабления) которого диоды должны шунтироваться не конденсаторами, а R_дC_д -цепями (RC-поглотителями).

   Величина C_д должна составлять C_д = (3–10) × Сд₀, где Сд₀ — паспортное значение емкости диода. Величина поправочного коэффициента тем меньше, чем больше собственная емкость диода. Величина R_д определяется исходя из времени восстановления диода и подбирается при макетировании (настройке) преобразователя при контроле уровня генерируемых помех.

   Оптимизация выходного фильтра ВЧ-пульсаций и помех заключается в выборе его схемы в зависимости от типа преобразователя, оптимального расчета фильтра и выборе типа компонентов. Покажем это применительно к схемам ОПН-П с ШИМ-управлением. Необходимые отличия для схем ОПН-П с ЧИМ-управлением поясним при описании конкретной схемы квазирезонансного ПН. При расчете надо учитывать паразитные параметры дросселей и конденсаторов или использовать их частотные характеристики.

   Из опыта авторов для однозвенного LC-фильтра на высокой частоте (100–250 кГц) можно реально получить величину коэффициента сглаживания (подавления) ВЧ-пульсаций порядка 40–50 дБ. В двухзвенном фильтре второе звено фильтра обычно имеет меньшую по сравнению с первым звеном величину коэффициента сглаживания по ВЧ-пульсациям порядка 20–30 дБ. В большей степени назначение второго звена — подавить коммутационные помехи за счет применения маловитковых дросселей с малой паразитной индуктивностью L_s и высокочастотных конденсаторов (желательно танталовых и керамических). Такие конденсаторы обладают низким импедансом на высоких частотах за счет малой величины эквивалентного последовательного сопротивления ESR и эквивалентной последовательной емкости ESL. Таким образом, общий коэффициент подавления ВЧ-пульсаций может составить порядка 60–80 дБ (1000–10 000).

   Несимметричные кондуктивные помехи («иголки», «пички») подавляются благодаря включению на выходе симметрирующих керамических или проходных конденсаторов небольшой емкости (В связи с изложенным авторы посчитали, что для читателя будет полезно ознакомиться с примером построения ИВЭ с малыми значениями выходных пульсаций и помех. Причем следует заметить, что в данном случае не важно, на какую мощность рассчитан преобразователь, так как в основе получения малых пульсаций на выходе ИВЭ лежит выбор структуры преобразователя квазирезонансного типа. При этом на всех выходах ИВЭ практически полностью отсутствуют ВЧ-помехи («выбросы»). Более низкие значения пульсаций основной частоты преобразования могут быть достигнуты применением второго звена ВЧ-фильтра, а также рациональным монтажом и применением элементов экранирования всего блока питания.

   Импульсный ИВЭ мощностью 15 Вт с малым уровнем пульсаций и помех на основе однотактного квазирезонансного преобразователя

   В середине 1990-х годов одним из авторов был разработан импульсный ИВЭ, предназначенный для питания всех узлов и блоков новой телевизионной камеры на ПЗС-матрице (ЦВТК). В разработке этого блока принимали участие известные специалисты Простаков В. Г. и Киреев А. В. Один из вариантов этого ИВЭ должен подключаться к сети переменного напряжения 220 В ±15%, 50 Гц. Этот вариант импульсного ИВЭ при мощности 15 Вт должен был иметь четыре выходных канала со следующими параметрами:

   1. Канал 1 (U_вых1): U_вых1= +5 В/ ток нагрузки I_н1 = (1–1,5) А/нестабильность ≤ ±0,1 В (2%)/ пульсации U_вых1 ~ = 0,05 В пик-пик (размах или сокращенно В п-п);
   2. Канал 2 (U_вых2): U_вых2 = +12 В /I_н2 = (0,2–0,3) А/ нестабильность ≤ ±0,1 В (0,8%) / пульсации U_вых2 ~ = 15мВ п-п;
   3. Канал 3 (U_вых3): U_вых3 = –12 В/ I_н3 =(0,06–0,12) А/ нестабильность ≤ ±0,1 В (0,8%) / пульсации U_вых3 ~ = 15 мВ п-п;
   4. Канал 4 (U_вых4): U_вых4 = 25 В/ I_н4 = (0,06–0,12) А/ нестабильность ≤ ±0,7 В (2,8%) / пульсации U_вых4 ~ = 15 мВ п-п.

   Основная особенность источника питания состоит в том, чтобы обеспечить низкий уровень пульсаций выходного напряжения для каналов 2, 3, 4 (U_вых2, U_вых3, U_вых4), которые должны быть не более 15 мВ п-п (размах) в полосе частот до 20 МГц. В относительных единицах для напряжения 12 В амплитуда переменной составляющей не должна превышать ≈ 0,06% выходного напряжения. Так как источник питания камеры ЦВТК на начальной стадии разработки предназначался для проведения исследовательских работ с целью определения предельных параметров (по чувствительности) новой телевизионной камеры, в нем должна быть предусмотрена возможность регулировки напряжений U_вых2, U_вых3 в пределах (9–12) В.

   При разработке этого источника питания на первом этапе проектирования было принято решение применить в качестве основного схемного решения для получения требуемых пульсаций выходных напряжений однотактный прямоходовой квазирезонансный преобразователь напряжения (КвРП) по структуре прямоходового преобразования. Этот тип преобразователей имеет наименьший уровень импульсных помех, передаваемых на выходные каналы, питающие наиболее чувствительные функциональные узлы потребителя [13].

   С этой целью структура блока питания была разбита на два отдельных преобразователя. Первый (обозначим его КвРП-1) формирует выходное напряжение первого канала: +5 В, а второй (КвРП-2) — многоканальный и формирует выходные напряжения для других каналов источника — соответственно +12, –12 и +25 В.

   Упрощенная электрическая схема блока питания приведена на рисунке.

   

   Рисунок. Упрощенная электрическая схема блока питания

   Как видно из рисунка, входное сетевое напряжение поступает на разъем X1, «~220 В» («L» — Line, или фаза) и «~220 В»(«N» — нейтраль). На этом же разъеме имеется клемма заземления («⊥»). Далее это напряжение через пусковой токоограничивающий терморезистор R1, мостовой сетевой выпрямитель (СВ) и помехоподавляющий фильтр (конденсаторы C1, C2 и дроссель L1) подается на входной емкостной фильтр на конденсаторе C3. С этого конденсатора напряжение +300 В подается на входы преобразователей КвРП-1 и КвРП-2. Напряжение +300 В через резистор R2 поступает на первый квазирезонансный преобразователь на силовом транзисторе VT1 и силовом трансформаторе Т1. Основная силовая вторичная обмотка Т1 через резонансный дроссель L2 и диод D1.1 соединена с резонансным конденсатором C6, параллельно которому включен коммутирующий (нулевой) диод D1.2. Выходной сглаживающий фильтр канала «U_вых1» образован дросселем L4 и конденсатором C3. На выходных клеммах разъема X2.1 установлены помехоподавляющие керамические конденсаторы C10 и C11, общая точка которых соединена с клеммой «⊥». В задачу КвРП-1 входит также формирование вспомогательного источника питания «U_Дип» для питания схемы управления КвРП-2.

   U_Дип формируется следующим образом. Напряжение вторичной обмотки Т1 через резонансный дроссель L3 и диод VD5 поступает на резонансный конденсатор C8, параллельно которому включен диод VD6, а в качестве фильтра использованы дроссель L5 и конденсатор C8.1. Силовой транзистор VT1 управляется от модуля управления УУ1, который включает модулятор импульсов ЧИМ, формирователь импульса управления с трансформаторным (Т2) выходом. Ширина этого импульса равна длительности полуволны резонансного тока (Тр/2), которая определяется следующим образом:

   

   Разумеется, периоды (Тр) резонансной частоты для каналов U_вых1 и U_Дип должны быть равными. Следует отметить, что в определенном смысле КвРП-1 по отношению к схеме КвРП-2 является ведущим. В связи с этим в схеме УУ1 предусмотрен узел, который обеспечивает запуск силовой части КвРП-1 с уровня входного сетевого напряжения 120 В 50 Гц. На этот узел стартового запуска через резистор R8 поступает выпрямленное напряжение +300 В. Таким образом, на схему ведомого преобразователя КвРП-2 поступает вспомогательное напряжение U_Дип, которое обеспечивает электропитание УУ2, опережающее по времени силовое напряжение +300 В, что позволяет значительно упростить его систему управления.

   Цепь обратной связи канала «U_вых1» состоит из усилителя УОС1, с выхода которого через устройство гальванической развязки УГР1 (транзисторный оптрон) сигнал Uос1 подается на вход модулятора импульсов ЧИМ, входящего в УУ1 МУ1. Вспомогательное питание схемы управления УУ1 МУ1 после процесса запуска КвРП-1 осуществляется от схемы, подключенной к вспомогательной обмотке трансформатора Т1. Схема выполнена по структуре прямого преобразователя с RC-фильтром на элементах VD3, R4, C7, R7.

   Силовая часть КвРП-2 построена аналогично структуре КвРП-1. Напряжение +300 В поступает через силовой трансформатор Т4 на силовой транзистор VT2. Импульсное напряжение с трех вторичных обмоток Т4 поступает на входные цепи трех однотактных выпрямителей, на выходах которых формируются постоянные напряжения каналов «U_вых2», «U_вых3» и «U_вых4» соответственно. Причем в каждом из каналов вначале образуется три постоянных напряжения предварительной системы стабилизации, обозначенные на схеме как U_вх2, U_вх3 и U_вх4. Поскольку каналы «U_вых2»и«U_вых3» должны иметь регулировку выходного напряжения, для получения стабильного напряжения на выходных разъемах X2.2, X2.3, X2.4 в цепи всех трех каналов включены узлы линейных стабилизаторов ЛСН1, ЛСН2, ЛСН3 соответственно. Разумеется, периоды резонансной частоты (Тр) для всех каналов должны быть равными, что определяется выбором параметров резонансных элементов (Lр, Cр): L6, C15; L7, C17; L8, C14 для каналов «U_вых2», «U_вых3» и «U_вых4» соответственно.

   Обратная связь предварительной системы стабилизации КвРП-2 взята с напряжения U_вх2. Усилитель сигнала обратной связи УОС2 получает уставку опорного напряжения U_оп в виде алгебраической суммы двух напряжений на стабилитроне VD16 и напряжения на резисторе R12, которое пропорционально току нагрузке канала U_вых2. Сигнал выхода УОС2 через УГР2 поступает как U_ос2 на вход модулятора импульсов ЧИМ, входящего в УУ2. В УУ2 также есть формирователь импульсов управления с трансформаторным (Т3) выходом, который выдает включающие импульсы для базовой цепи силового транзистора VT2.

   Необходимо обратить внимание на некоторые особенности разработки многоканального преобразователя квазирезонансного типа. На этапе проектирования разработана специальная методика инженерного расчета параметров перекрестной нестабильности напряжений U_вх2, U_вх3 и U_вх4 каналов, благодаря которой был определен канал формирования сигнала обратной связи. Кроме того, это позволило расчетным путем определить оптимальные коэффициенты трансформации вторичных обмоток силового трансформатора КвРП-2. В результате использования этой методики было доказано, что некоторое ухудшение нестабильности (до 4%) предварительного напряжения U_вх2 позволяет значительно улучшить перекрестную нестабильность напряжений U_вх3 и U_вх4 других каналов. Поэтому в сигнал U_оп была введена составляющая, которая пропорциональна току нагрузки стабилизируемого канала U_вх2. С целью предотвращения чрезмерного увеличения напряжения U_вх4, возникающего при сбросе тока нагрузки в этом канале, была введена цепь автоматической («гибкой») подгрузки канала. Цепь выполнена в виде балластного резистора R13, маломощного транзистора VT3, который открывается с помощью стабилитрона VD17 и ограничительного резистора R15.

   В соответствии со схемой (рис. 1) разработана рабочая документация на источник вторичного питания (ИВЭ–220/+5/±12/25), по которой был изготовлен опытный образец и проведены комплексные испытания при работе блока на цифровую телевизионную камеру.

   Приведем некоторые типы из основных использованных в блоке компонентов:

   • силовые транзисторы VT1, VT2 — типа КТ859А;
   • силовые трансформаторы Т1, Т4 выполнены на феррите М1500НМ3 (К16×8×6) × 2 и работают на основной частоте 150 кГц;
   • резонансный конденсатор C6 — керамический, типа К10-47-100 В ±5%–МП0;
   • резонансные конденсаторы C8, C14, C15, C17 — полистирольные, типа К71-7-250В-ххх — ±1%;
   • резонансные дроссели L2, L3, L6, L7, L8 — высокочастотные, типа ДМ-3-хх, ДМ-2,4-хх;
   • выпрямительные диоды D1.1, D1.2 — диодная сборка, типа КД238ВС;
   • выпрямительные диоды VD10–VD15 — эпитаксиально-планарные диоды типа 2Д237Б.

   В качестве линейных стабилизаторов напряжения ЛСН1–ЛСН3 использованы интегральные стабилизаторы типа КРЕН8А, КРЕН8В в соответствующем включении.

   Анализ совместных испытаний опытного образца блока питания при работе на реальную нагрузку показал, что образец блока ИВЭ–220/+5/±12/25 полностью соответствует требованиям технического задания. В частности, при всех изменениях сетевого напряжения и токов нагрузки каналов получены следующие результаты:

   • канал U_вых1(+5 В): нестабильность ≤ ±0,06 В, пульсации U_вых1 ∼ = 40 мВ п-п;
   • канал U_вых2(+12 В): нестабильность ≤ ±0,02 В, пульсации U_вых2 ∼ = 8 мВ п-п;
   • канал U_вых3(–12 В): нестабильность ≤ ± 0,06 В, пульсации U_вых3 ∼ = 12 мВ п-п;
   • канал U_вых4(25 В): нестабильность ≤ ±0,4 В, пульсации U_вых4 ∼ = 14 мВ п-п.

   Кроме того, в процессе испытаний установ- лено, что при расстоянии (10–20) мм между телевизионной камерой и блоком питания увеличиваются пульсации (наводки по эфиру, в основном низкой частоты — 100 Гц).

   Таким образом, при работе телевизионной камеры вблизи блока питания требуется его эффективное экранирование. Поэтому рассмотрим вопросы экранирования ИВЭ подробнее, так как для многих высокочувствительных к электромагнитным помехам функциональных приборов экранирование является необходимым элементом в конструкции блока питания.

   Экранирование импульсных источников питания

   Эффективность действия экранов, предназначенных для ослабления действия ВЧ–помех на функциональные устройства, расположенные рядом с сетевым импульсным источником питания, определим как уменьшение экраном величины напряженности магнитного и/или электрического полей. Эффективностью экранирования (Э) называется отношение величины напряженности электрического (E_эл) и магнитного (H_м) полей в экранируемом пространстве при отсутствии и наличии экрана [14]:

   

   где E_эл и H_м — напряженности падающей волны, а E’_эл и H’_эл — напряженности прошедшей волны непосредственно на выходе экрана. В радиоэлектронике эффективность экранирования (К_э) выражают в децибелах (дБ).

   

   Для электромагнитной волны, падающей на металлическую поверхность экрана, существуют два вида потерь. Волна частично отражается от поверхности, а преломленная волна по мере распространения в среде ослабляется (потери на поглощение).

   Общая эффективность экранирования материала равна сумме потерь на поглощение К_погл и потерь на отражение К_отр при условии пренебрежения явлением многократного отражения в тонких экранах.

   

   При прохождении электромагнитной волны в среде ее амплитуда уменьшается экспоненциально. В результате этого токи, индуцируемые в среде, вызывают потери, в итоге происходит нагрев вещества экрана. Расстояние, которое волна должна пройти до того, как будет ослаблена в «e» (≈ 2,72) раз, то есть до 37% своего первоначального значения, характеризуется глубиной проникновения или глубиной скин-слоя (Δf).

   Глубину скин-слоя в миллиметрах можно определить как:

   

   где F — частота волны; μ — относительная магнитная проницаемость; σ_отн — относительная удельная проводимость, равная σ_мат/σ_меди, (в числителе — удельная проводимость материала экрана, а в знаменателе — удельная проводимость меди).

   В таблице 1 приведены данные для глубины проникновения (глубины скин-слоя) Δf некоторых материалов, применяемых для экранов.

   Таблица 1. Глубина скин-слоя в зависимости от материала

   Частота F, МГц	Глубина скин-слоя Δf , мм, для материалов экрана
   	алюминий	медь	сталь
   10 –4	8,5	6,6	0,66
   10 –3	2,7	2,1	0,203
   10 –2	0,84	0,66	0,076
   10 –1	0,28	0,203	0,02
   I	0,076	0,073	0,0076
   10	0,025	0,02	0,002

   Потери на поглощение в дБ определим по формуле [15]:

   

   где h_э — толщина экрана в мм.

   Значения относительной удельной проводимости и относительной магнитной проницаемости различных материалов приведены в таблице 2.

   Таблица 2. Удельная проводимость и относительная магнитная проницаемость материалов экрана

   Материал	σотн	μ
   Серебро	1,05	1
   Медь отожженная	1,0	1
   Алюминий	0,61	1
   Латунь	0,26	1
   Никель	0,2	1
   Олово	0,15	1
   Сталь	0,1	1000
   Сталь нержавеющая	0,02	500

   Анализ выражения (5) для стальных, медных и алюминиевых экранов дает следующие значения К_погл при толщине экрана 0,25 мм (таблица 3).

   Таблица 3. Значения К_погл при толщине экрана 0,25 мм

   Частота F, МГц	Кпогл, дБ, при h = 0,25 мм для материала экрана
   	сталь	медь	алюминий
   0,5	231,5	23,15	18,1
   1,0	327,5	32,75	25,6
   10	1035,5	103,55	81
   100	3275	327,5	255,8

   Потери на отражение электрического поля К_отр.эл найдем по формуле [15]:

   

   где |Z_э| — модуль полного сопротивления экрана, вычисляемый, в свою очередь, по формуле:

   

   а r — расстояние от источника помех до экрана, м.

   В свою очередь, потери на отражение магнитного поля по [15] определяются в соответствии с выражением:

   

   Анализ выражений (6) и (7) для малогабаритных высокочастотных ИВЭ, в которых расстояние от экрана, выполненного из различных металлов, до источников электромагнитных помех достаточно мало (например, r = 7 мм), дает следующие значения К_отр.эл и К_отр.м (таблица 4).

   Таблица 4. Значение значения К_отр.эл и К_отр.м экранов в зависимости от материала

   Частота F, МГц	Котр эл, дБ			Котр м, дБ
   	медь	алюминий	сталь	медь	алюминий	сталь
   0,5	193,9	191,7	150,9	28,5	26,3	—
   1,0	184,8	182	144,8	31,5	19,4	—
   10	154,9	152	114,9	41,5	39,4	1,5
   100	124,8	122,7	84,8	51,5	39,4	11,5

   В заключение отметим, что электрическое и магнитное поле экранируется одними и теми же конструкциями, но действуют они поразному. Токи, протекающие по экрану под влиянием магнитного поля, значительно превосходят токи, наблюдаемые при экранировании электрического поля. Объясняется это тем, что токи, возбуждаемые магнитным полем, протекают в коротком замкнутом поверхностном слое тела самого экрана, сопротивление которого невелико. В то же время в цепь тока, протекающего при электрическом экранировании, всегда включено большое сопротивление паразитной емкости между экранируемой точкой и экраном.

   Важное замечание: малые отверстия почти не ухудшают качество экрана, так как магнитное поле, выходящее из малого отверстия, может быть обнаружено, но только вблизи отверстия. Для всех высоких частот, начиная с 0,1 МГц, экран из любого применяемого металла толщиной 0,5–1,5 мм действует весьма эффективно. В связи с этим при выборе материала экрана необходимо руководствоваться соображениями механической прочности, стойкости против коррозии, удобства пайки и т. п.

   Решения проблемы пульсаций и помех DC/DC-преобразователей: входная и выходная фильтрация

   

   

   Всем без исключения DC/DC-преобразователям присущи пульсации выходного напряжения, которые возникают из-за заряда и разряда выходного конденсатора в соответствии с каждым импульсом энергии, поступающей от внутреннего генератора. В зависимости от топологии эти пульсации выходного напряжения имеют частоту, равную целому или удвоенному значению от основной частоты преобразования, и, как правило, лежат в области 100–200 кГц. На такие пульсации накладываются короткие выбросы напряжения (пики) с заполнением в виде затухающих колебаний с гораздо более высокой частотой, находящейся уже обычно в диапазоне мегагерц.

   Введение

   Входной ток преобразователя также имеет две компоненты — постоянную составляющую, которая меняется в зависимости от нагрузки, и переменную составляющую тока. Переменная составляющая называется пульсацией входного тока. В англоязычной литературе и в некоторых переводах используется два определения: Back Ripple Current (входной обратный ток помех) или Input Reflected Ripple Current (входной отраженный ток помех). Эти пульсации вызваны пульсирующим током преобразователя, их частота соответствует частоте его внутреннего генератора. Дополнением к этой комбинации токов являются меньшие по уровню короткие всплески в виде пиков, которые возникают в моменты переключения. Поскольку данные пики весьма короткие, их спектр лежит в области высоких частот. Сам по себе постоянный ток не вызывает особых проблем, до тех пор пока он соответствует нагрузочной мощности первичного источника питания, однако импульсы переменного тока (особенно короткие) могут создать помехи для функционирования других частей общей схемы из-за наличия паразитных индуктивной и емкостной связи в печатных проводниках, проводах и разъемах. Кроме того, входной ток вызывает падение напряжения на вводах из-за наличия некоторого собственного сопротивления в цепи. При наличии пульсирующего тока в первичной входной цепи это падение напряжения также будет пульсировать, и входные проводники и провода будут выступать в роли излучающих антенн.

   Пульсации по входу и выходу могут быть уменьшены с помощью внешних фильтров, но исходя из решения двух разных задач: выходной фильтр необходим, чтобы сгладить выходное напряжение, а входной фильтр нужен для уменьшения помех, вызванных током. Конструкция и выбор решения для этих фильтров не столь тривиальны, как может показаться. Причина в том, что входной и выходной сигналы содержат составляющие с широко разнесенным спектром частот, а также асимметричные (дифференциальные) и симметричные (синфазные) составляющие (рис. 1).

   

   Рис. 1. Схематическое представление помех, генерируемых DC/DC-преобразователями (CM — симметричные (синфазные) составляющие;
   DM — асимметричные (дифференциальные) составляющие)

   Службе технической поддержки компании Recom иногда задают вопрос, почему бы просто не встроить необходимые входные и выходные фильтры в свои преобразователи. Ответ таков: во все наши преобразователи мы включаем лишь необходимую минимальную элементарную фильтрацию. Это позволяет выпускать изделия с приемлемым для большинства приложений уровнем входных и выходных пульсаций и помех в виде шумов. Мы могли бы усилить фильтрацию, но только увеличив при этом стоимость наших изделий. Для большинства клиентов компании, которые не нуждаются в более высокой степени подавления паразитных составляющих, чем та, которую обеспечивают наши стандартные изделия, — это станет весьма существенным недостатком. Кроме того, многие наши преобразователи выполнены в сверхминиатюрных корпусах, и в них просто физически не хватает места для установки большего числа катушек индуктивности и конденсаторов, чем те, что уже установлены. Потребители, которые не располагают лишним свободным пространством в своих решениях, должны соотнести низкую стоимость и небольшой размер DC/DC-модулей и принять как компромисс то, что пульсации и помехи могут быть несколько выше желаемого уровня. А клиенты, нуждающиеся в более высоком подавлении пульсаций и помех преобразователя, всегда могут самостоятельно добавить необходимые с их точки зрения элементы для дополнительной фильтрации и удовлетворить свои потребности, несмотря на увеличение стоимости общей спецификации на сборку изделия, которая, впрочем, остается в разумных пределах.

   Пульсации входного тока

   Пульсации входного тока указываются в спецификациях в миллиамперах от пика до пика (полная двойная амплитуда), при номинальном входном напряжении и полной нагрузке. Но прежде чем они могут быть отфильтрованы, пульсации должны сначала быть правильно измерены в конкретном приложении.

   Измерение пульсаций входного тока

   Измерение входного тока при помощи цифрового мультиметра в режиме измерения тока даст результат в виде среднеквадратичного измерения, который будет игнорировать пульсации входного тока. Измерение входного тока осциллографа с токовыми клещами часто также дает не лучшие результаты. Это связано с высоким уровнем постоянной составляющей входного тока, что приводит к насыщению материала сердечника датчика тока, а потому осциллограф может и не «увидеть» компоненты пульсации.

   Решение заключается в использовании прецизионного токового шунта (измерительного резистора) и измерении на нем падения напряжения. Это позволит определить силу и форму тока. Однако здесь необходимо проявлять осторожность, поскольку некоторые низкоомные резисторы из-за особенностей своей конструкции (они бывают проволочные) обладают повышенной индуктивностью, что оказывает влияние на результаты измерения. Для таких измерений должны использоваться резисторы со сверхнизкой последовательной индуктивностью (

   Во‑первых, измерительный резистор должен иметь насколько возможно низкое сопротивление. Это необходимо для того, чтобы он не оказывал заметного влияния на входное напряжение преобразователя. Если используется измерительный резистор с номинальным сопротивлением 0,1 Ом, то типичная настройка чувствительности осциллографа по вертикали (Y) на 5 мВ/дел. обеспечит измерение тока в 50 мА. Во‑вторых, само подключение измерительного щупа осциллографа должно быть как можно короче. Это требуется для того, чтобы не захватить им излучаемые помехи. На рис. 2 представлен правильный вариант подключения щупа к измерительному резистору, а рис. 3 демонстрирует разницу в показаниях при правильном и неправильном способе подключения при проведении измерения.

   

   Рис. 2. Правильное подключение при измерении пульсаций тока

   

   Рис. 3. Результаты измерения одних и тех же пульсаций входного тока:
   а) некорректный;
   б) правильный

   Контрмеры для подавления пульсаций входного тока

   Самым простым способом уменьшить пульсации входного тока является подключение электролитического или танталового конденсатора с низким последовательным сопротивлением (ESR) непосредственно к входным контактам DC/DC-преобразователя. Конденсатор дает энергию для пульсирующего импульсного тока с гораздо более низким импедансом, чем первичный источник питания через свой импеданс и импеданс входной цепи. Таким образом, первичный источник питания обеспечивает постоянную составляющую входного тока, а добавочный конденсатор — большую часть компонента переменного входного тока, и составляющая переменного тока в токе от первичного источника существенно уменьшается. Эту концепцию иллюстрирует рис. 4.

   

   Рис. 4. Уменьшение пульсаций входного тока при помощи входного конденсатора

   Приведенные ниже осциллограммы наглядно показывают влияние добавленного входного конденсатора на пульсации входного тока DC/DC-преобразователя. Для того чтобы получить более наглядный результат на экране осциллографа, осциллограммы были сделаны с помощью измерительного резистора номиналом в 1 Ом (рис. 5).

   

   Рис. 5. Демонстрация эффекта от установки дополнительного входного конденсатора номиналом в 47 мкФ по входу DC/DC-преобразователя

   Как видим, ток пульсаций при установке конденсатора емкостью 47 мкФ и с ESR 400 мОм на частоте 100 кГц был уменьшен более чем вдвое. Если использовать более дорогой конденсатор, имеющий ESR, равное 35 мОм, то пульсации уже трудно измерить, а на экране осциллографа остаются лишь пики помех переключения.

   Практический совет

   Альтернативой весьма дорогим конденсаторам со сверхнизким значением ESR (в каталогах обозначаются как Low ESR) становится использование двух обычных конденсаторов, включенных параллельно. Например, один дорогой высококачественный конденсатор емкостью 47 мкФ может быть заменен двумя обычными емкостью по 22 мкФ с ESR, равным 230 мОм, чтобы дать эквивалентный конденсатор на 44 мкФ с ESR в 115 мОм (рис. 6).

   

   Рис. 6. Уменьшение пульсаций входного тока при помощи двух параллельных входных конденсаторов

   Как можно видеть из осциллограммы, приведенной на рис. 7, эффект уменьшения пульсаций входного тока от использования двух недорогих конденсаторов существенно не отличается от того, что получен с помощью дорогого конденсатора со сверхнизким ESR.

   

   Рис. 7. Сравнение пульсаций входного тока при использовании:
   а) конденсатора емкостью 47 мкФ со сверхнизким ESR;
   б) двух обычных конденсаторов емкостью 22 мкФ, включенных параллельно

   Видимые на осциллограммах остаточные всплески с током высокой частоты (пики) являются производными помех, возникающих при переключении преобразователя. Эти помехи появляются одновременно на обеих V_IN+ и V_IN– входных клеммах преобразователя, поэтому они не могут быть отфильтрованы с помощью входного конденсатора. Данный тип помех является синфазным (от англ. Common Mode — СМ) и может быть устранен только путем ввода специального синфазного дросселя (см. далее). При низких значениях входного напряжения для подавления пульсаций по входу вместо электролитических конденсаторов могут быть использованы многослойные керамические конденсаторы (в каталогах обозначаются как Multi Layer Ceramic Capacitor — MLCC).

   Качественные конденсаторы этого типа имеют значение ESR около 3 мОм на частоте 100 кГц, что делает их весьма привлекательными для использования в качестве элементов подавления пульсаций входного тока. Однако необходимо убедиться, что входное напряжение преобразователя не будет превышать максимальное рабочее напряжение выбранного конденсатора. В противном случае возможен их пробой и отказ изделия, вот почему такие конденсаторы должны быть использованы только с первичными стабилизаторами или с защитой от перенапряжения по входу.

   Выбор входного конденсатора

   Как было показано в предыдущем примере, для уменьшения пульсаций входного тока использовался конденсатор емкостью 47 мкФ. Но почему именно этого номинала? Очевидно, что чем больше емкость конденсатора, тем больше энергии он может дать для питания преобразователя. К тому же конденсаторы большей емкости имеют и более низкие значения ESR. Это связано с большей внутренней поверхностью их электродных слоев. Но электролитические конденсаторы большой емкости занимают больше места на плате и существенно дороже. Поэтому процесс отбора конденсатора основывается на сметной стоимости, но с учетом того, как выбор прибора отразится на характеристиках конечного изделия. Типичные значения входных конденсаторов могут варьироваться от 22 до 220 мкФ, поэтому именно емкость в 47 мкФ является общим практическим компромиссом.

   Однако для конденсатора еще большее значение, чем емкость, имеет допустимый ток пульсаций. Протекающий через конденсатор переменный ток генерирует тепло. Если температура конденсатора превышает его указанные рабочие пределы, то срок службы конденсатора будет резко снижен. В крайнем случае, электролит внутри конденсатора закипает, и конденсатор быстро выходит из строя.

   Практический совет

   Пульсации тока в конденсаторе довольно трудно измерить, так как добавление измерительного сопротивления последовательно с конденсатором сильно влияет на конечный результат. Если измерить пульсации входного тока без помощи добавочных конденсаторов, а затем снова измерить, но уже с установленными конденсаторами, то именно разница и покажет уровень пульсации тока, протекающего в конденсаторах. Если известны ESR конденсатора и рабочая частота преобразователя f, то в качестве альтернативы могут быть измерены остаточные пульсации входного напряжения V_RIPPLE из-за наличия импеданса Z_L, а пульсации тока вычислены по формуле:

   

   В справочной технической документации на конденсаторы (обычно она представлена в виде спецификации типа Data Sheet) указаны рекомендуемые максимальные значения для пульсирующего тока. Ограничивающим фактором является повышение температуры, которое вызвано мощностью, рассеиваемой внутри конденсатора. Мощность, рассеиваемая в конденсаторе из-за пульсаций тока, вычисляется как:

   а полученное в результате повышение температуры будет равно:

   где kA — это теплопроводность конденсатора, которая есть не что иное, как тепловое сопротивление k по отношению к площади поверхности конденсатора А в разах. Теплопроводность измеряется в °C/Вт.

   Измерение тока пульсаций — это не легкая задача, вот почему иногда проще измерить температуру конденсатора и получить значение тока пульсаций исходя из повышения его температуры.

   Входной ток DC/DC-преобразователей для случая их параллельного включения

   На практике есть целый ряд приложений, которые требуют использования нескольких DC/DC-преобразователей, подключенных параллельно к одному общему первичному источнику. Наиболее распространенными являются локализованные системы питания типа Point-of-Load (англ. POL — разновидность DC/DC-преобразователей для архитектур с распределенным питанием, подключаемых в непосредственной близости с нагрузкой) и системы питания с резервированием (системы питания типа N+1). Каждый DC/DC-преобразователь в таких системах генерирует собственные токи пульсаций, которые будут наложены на общий ток нагрузки первичного источника питания.

   Рассмотрим два одинаковых DC/DC-преобразователя с номинальной рабочей частотой 100 кГц. Из-за производственных допусков один из таких преобразователей может иметь частоту переключения 100, а другой — 120 кГц. Гармонический анализ покажет нам три частотные линии в спектре — 100, 120 кГц и разность этих частот 20 кГц. Эту низкочастотную перекрестную помеху (интерференцию), то есть частоту биений, чрезвычайно трудно отфильтровать (рис. 8).

   

   Рис. 8. Помеха в виде частоты биений (интерференции)

   Помеху с частотой биений можно устранить путем использования индивидуальной фильтрации для входов каждого из DC/DC-преобразователей (рис. 9). Помеха с частотой биений, вызванная разностью частот преобразователей, блокируется отдельными LC-фильтрами. При этом дроссели должны быть работоспособны в условиях протекания через них больших постоянных токов. Типичные значения для индуктивности дросселей L довольно низкие. Дроссели с индуктивностью в пределах от 22 до 220 мкГн типичны для подобных решений. Кроме того, первичный источник питания должен иметь собственный выходной конденсатор. Эффект, который дает использование LC-фильтров нижних частот, является двунаправленным, так что в результате π-фильтр, образованный элементами C_MAIN—L‑C, оказывается весьма полезным для дальнейшего общего снижения уровня помех.

   

   Рис. 9. Фильтрация помехи в виде частоты биений (интерференции)

   Практический совет

   Важно, чтобы входные конденсаторы С₁ и С₂ были расположены как можно ближе к входным контактам вторичных преобразователей. Даже очень короткие дорожки печатной платы между конденсаторами и этими преобразователями будут снижать эффективность фильтров. Общее соединение V_IN– должно быть выполнено максимально широким проводником, а импеданс этого соединения должен быть как можно ниже. Чтобы избежать дальнейших последствий перекрестной интерференции, все соединения должны собраться в районе выходных клемм первичных преобразователей, то есть следует использовать подключение типа «звезда».

   Выходная фильтрация

   Как показано в разделе 2 [1], все DC/DC-преобразователи имеют присущий им некоторый уровень пульсаций выходного напряжения и помехи (рис. 10).

   

   Рис. 10. Пульсации и помехи на выходе DC/DC-преобразователя

   Фильтрация выходных пульсаций и помех требует применения двух различных подходов. Это вызвано тем, что по своей природе сами пульсации являются асимметричными (дифференциальными), тогда как помехи в виде пик представляют собой симметричные (синфазные) помехи.

   Дифференциальный способ фильтрации выходного напряжения

   Самый простой способ подавить пульсации выходного напряжения — добавить дополнительный конденсатор непосредственно на выход преобразователя (рис. 11). Такой дополнительный конденсатор C_EXT будет работать параллельно с внутренним конденсатором преобразователя C_OUT.

   

   Рис. 11. Фильтрация пульсаций выходного напряжения путем использования дополнительного внешнего конденсатора

   Эффективность этого метода снижения пульсаций выходного напряжения V_RIPPLE,p‑p (в мВ) зависит от общей емкости внутреннего C_OUT и дополнительного внешнего C_EXT конденсаторов, выходного тока I_OUT и рабочей частоты преобразователя f_OPER в соответствии с уравнением:

   

   Как видно из уравнения, добавление внешней емкости позволяет уменьшить пульсации напряжения. Например, если на выходе двухполупериодного выпрямителя преобразователя имеется встроенная емкость в 22 мкФ, ток нагрузки составляет 1 А, а рабочая частота преобразователя равна 100 кГц, то без внешнего конденсатора размах выходных пульсаций будет равен 226 мВ. Добавление внешнего конденсатора емкостью 22 мкФ уменьшит амплитуду пульсаций вдвое — до уровня 112 мВ. Если требуемый уровень пульсаций выходного напряжения необходимо уменьшить еще вдвое, то есть до 56 мВ, необходимо иметь общую емкость конденсаторов уже 90 мкФ. Другими словами, нужно добавить внешний конденсатор на 68 мкФ.

   Для еще большего уменьшения пульсаций, например до 20 мВ, потребуется уже конденсатор емкостью 2500 мкФ. Однако столь высокая выходная емкость может привести к проблеме запуска DC/DC-преобразователя, а также отрицательно сказаться на его реакции, особенно в виде скорости нарастания для быстрых изменений в выходной нагрузке и на времени задержки восстановления при выходе преобразователя из короткого замыкания.

   Более практичным решением для уменьшения пульсаций выходного напряжения является добавка выходной индуктивности, то есть использование для этой цели внешнего фильтра низких частот на базе конденсатора и индуктивности (рис. 12).

   

   Рис. 12. Фильтрация пульсаций выходного напряжения путем использования внешнего LC-фильтра

   При добавлении выходной индуктивности L_EXT расчет уровня выходных пульсаций выполняется по формуле:

   

   Для сравнения используем условия предыдущего примера, если индуктивность дросселя L_EXT равна, допустим, 100 мкГ, то в этом случае выходное напряжение пульсаций 20 мВ может быть достигнуто с выходным конденсатором C_EXT емкостью всего лишь в 645 мкФ. Это намного меньше, чем 2500 мкФ без дросселя. Однако необходимо убедиться, что выбранный дроссель рассчитан на максимальный рабочий выходной ток, потребляемый нагрузкой от преобразователя, и его сердечник не будет входить в насыщение от действия постоянного тока.

   Если внутренняя схема и номиналы компонентов DC/DC-преобразователя неизвестны, то используется «правило номер один»: частота среза LC-фильтра принимается равной 1/10 от значения рабочей частоты преобразователя f_OPER. Описанный выше подход дает эффективное снижение пульсаций выходного напряжения без лишних затрат на компоненты фильтра:

   

   Частота среза фильтра f_c — это, как известно, точка на его амплитудно-частотной характеристике, в которой сигнал уменьшается на –3 дБ, или ослаблен на 30%. Поскольку LC-фильтр нижних частот относится к фильтрам второго порядка, которые имеют затухание –40 дБ/дек, то сигнал с частотой, которая в 10 раз выше, чем частота среза фильтра, будет уменьшен в 100 раз (рис. 13).

   

   Рис. 13. Сравнение пульсаций входного напряжения до и после использования фильтра

   Фильтрация симметричных (синфазных) помех

   Как уже упоминалось, сигнал выходной помехи имеет две составляющие — несимметричную (дифференциальную) и синфазную (симметричную). Повторимся: по своей природе пульсация — это в основном дифференциальная помеха, а шумы и пики — обычно синфазные (симметричные) помехи. Поскольку симметричный сигнал в виде помех присутствует на всех выходах одновременно, он не может быть «увиден» выходной емкостью, и добавление выходного LC-фильтра не уменьшит помехи такого рода. Синфазные помехи не были бы столь серьезной проблемой, если бы нагрузка была совершенно симметричной, линейной и изолированной.

   Тем не менее наличие малейшей нелинейности в поведении нагрузки или в токе, который течет обратно в «землю», приведет к «выпрямлению» синфазной помехи и созданию на ее базе уже дифференциальной. Так что проблему синфазных помех тоже необходимо как-то решать. Есть два способа уменьшения синфазных помех. Это «короткое замыкание» синфазных шумов и помех с помощью низкоимпедансной линии передачи или путем использования специальных симметричных или синфазных дросселей (в англ. технической литературе и каталогах — Common Mode Choke).

   Основной компонент синфазных помех — это пики. Они рождаются при переключении ключа на входной стороне преобразователя (так называемые коммутационные помехи, которые потом попадают на выход преобразователя через емкостную связь в трансформаторе, — рис. 14). Чтобы уменьшить эти помехи, им необходимо обеспечить «легкий» путь назад к входной стороне. Если выход преобразователя гальванически изолирован, то обратный путь может быть обеспечен с помощью внешних конденсаторов, выбранных так, чтобы предложить низкоимпедансный путь для тех частот, на которых проявляется эта помеха, а вернее, с учетом ее основного спектра.

   

   Рис. 14. Конденсаторы для подавления синфазных шумов и помех в изолированном DC/DC-преобразователе

   Для борьбы с синфазными помехами, как правило, выбирают конденсаторы номинальной емкостью в диапазоне 1–2 нФ. Это позволяет создать низкий импеданс на частотах в несколько мегагерц, что и обеспечивает подавление коротких пиков коммутационных помех. Такие конденсаторы обязательно должны быть рассчитаны на высокое пробивное напряжение и пройти специальное высоковольтное тестирование (в англ. терминологии — Hipot Test Voltage), так как они размещены поперек изоляционного барьера.

   Синфазные дроссели

   В некоторых приложениях бывает крайне нежелательно иметь конденсаторы, блокирующие изоляционный барьер, то есть элементы, установленные между общими шинами первичной и вторичной цепей. Например, у медицинского оборудования есть строгие требования по ограничению тока утечки, который может быть превышен, если мы будем иметь такой путь для тока через изоляционный барьер с низким импедансом для высоких частот. В этих случаях необходимо использовать специальный синфазный дроссель. Особенность такого дросселя состоит в том, что у него предусмотрены две обмотки, намотанные в противоположных направлениях (рис. 15).

   

   Рис. 15. Принцип работы синфазного дросселя

   Благодаря наличию противофазных обмоток синфазные токи I_S будут генерировать разностный магнитный поток в сердечнике, поскольку они текут в одном направлении. Таким образом, возникающий при этом импеданс эффективно гасит синфазные составляющие тока. Асинхронные, дифференциальные токи, проходя через дроссель, формируют возвращаемые токи I_N, которые не производят разностный магнитный поток и, следовательно, в дросселе они не затухают. Данный подход обладает существенным преимуществом: сердечник дросселя не входит в насыщение даже при наличии очень больших дифференциальных токов, поэтому для подавления синфазных составляющих в синфазных дросселях могут быть использованы сердечники с высокой магнитной проницаемостью без риска перегрева из-за прохождения через него дифференциальных составляющих общего тока.

   На рис. 16 показано, как синфазные дроссели используются для фильтрации выходного напряжения в DC/DC-преобразователях. Одна обмотка дросселя включена последовательно в цепи выходного напряжения V_OUT+, а другая — последовательно в цепи возвратного тока V_OUT. Импеданс синфазного дросселя выбирают с учетом того, чтобы его максимум попал в область спектра синфазных помех с самой большой мощностью, как правило, она лежит в диапазоне частот 10–100 МГц. Однако в общем случае из-за высокой проницаемости материала сердечника синфазные дроссели эффективно подавляют синфазные помехи и шумы в более широком диапазоне частот.

   

   Рис. 16. Использование синфазного дросселя в качестве выходного фильтра DC/DC-преобразователя

   Принцип подавления помех с помощью синфазного дросселя может быть использован и для преобразователей с двуполярным выходом. В таких преобразователях синфазные шумы и помехи появляются одновременно на всех трех его выходах, и их весьма сложно отфильтровать при помощи стандартных синфазных дросселей с двумя обмотками. Решение заключается в применении синфазного дросселя с тремя обмотками. У такого дросселя есть весьма полезный побочный эффект: он может быть также использован для фильтрации дифференциальных шумов и помех путем добавления двух дополнительных конденсаторов (рис. 17).

   

   Рис. 17. Синфазный дроссель с тремя обмотками

   Три обмотки такого дросселя намотаны на сердечнике раздельно и отделены друг от друга. Это необходимо, чтобы достичь некоторого приемлемого уровня индуктивности рассеивания L_S между обмотками. При выборе материала сердечника важно иметь высокую магнитную проницаемость, чтобы число витков в обмотке и, следовательно, сопротивление меди было небольшим. Для расчета индуктивности подобного дросселя применяются следующие соотношения:

   Коэффициент индуктивности A_L соответствует индуктивности катушки (выполненной на данном сердечнике, приводится в его спецификации) в один виток (нГн/N 2 ) и зависит от материала сердечника и его геометрии. Индуктивность рассеяния между обмотками L_S обычно составляет около 3% от индуктивности обмотки L_C. Она может быть использована для фильтрации высокочастотных дифференциальных помех. В последнем случае применяются два дополнительных конденсатора (рис. 18).

   

   Рис. 18. Синфазный дроссель с тремя обмотками как комбинированный выходной фильтр DC/DC-преобразователя

   Синфазные конденсаторы C₁–C₃ обеспечивают путь с низким импедансом для синфазных шумов и помех на общий провод («землю») первичной цепи. Для этой цели должны использоваться высоковольтные керамические конденсаторы номиналом 1–10 нФ. Здесь, конечно, можно применять и многослойные керамические конденсаторы, но лишь в том случае, если требование по пробивному напряжению изоляции изделия невысоко. В зависимости от внутренней структуры DC/DC-преобразователя можно обойтись без конденсаторов C₁ и C₃. Дифференциальные конденсаторы C₄ и C₅ в сочетании с индуктивностью рассеяния между обмотками L₁/L₂ и L₂/L₃ образуют низкочастотный фильтр для дифференциальных помех и шумов. Номинал конденсаторов C₄ и C₅, как правило, выбирают более 1 мкФ, и в этом случае применение многослойных керамических конденсаторов будет правильным и оправданным.

   Все симметричные шумы и помехи, которые проходят через дроссель из-за наличия емкостной связи между обмотками, могут быть зашунтированы на «землю» с помощью второго набора синфазных конденсаторов. На схеме рис. 18 это конденсаторы C₆–C₈. Индуктивность каждой обмотки дросселя L_C составляет, как правило, несколько сотен миллигенри, так что для расчета дифференциального фильтра индуктивность рассеяния L_S можно брать на уровне 5–10 мкГн.

   Для вычислений дросселя с тремя обмотками могут быть использованы следующие формулы:

   

   

   где C_CM — синфазные конденсаторы, C_DM — дифференциальные конденсаторы.

   Полная максимальная фильтрация

   Синфазный дроссель также может быть использован для борьбы с симметричными помехами и на первичной стороне преобразователя. Поскольку дифференциальная входная токовая помеха может быть очень большой по отношению к синфазной (имеется в виду пусковой ток и пульсации), то иногда складывается ложное представление о том, что о синфазных помехах не следует беспокоиться. Но для обеспечения общей электромагнитной совместимости часто требуется именно их подавление. Схема DC/DC-преобразователя с полной фильтрацией приведена на рис. 19.

   

   Рис. 19. Полное подавление шумов и помех в DC/DC-преобразователе

   Следует подчеркнуть, что на практике во многих приложениях могут потребоваться не все компоненты из показанных на рис. 19. Такой полный фильтр должен использоваться только в соответствии с четко осознанной потребностью, поскольку применение дополнительных компонентов приведет к снижению общей эффективности и увеличению себестоимости конечного продукта. В некоторых приложениях для обеспечения электромагнитной совместимости вполне достаточно лишь входного конденсатора C₃ и одного или нескольких синфазных конденсаторов и дросселей.

   Для того чтобы уменьшить номенклатуру необходимых для сборки преобразователя компонентов, в качестве дифференциального дросселя можно использовать синфазный дроссель. Это реализуется путем изменения в соединении его обмоток (рис. 20). То есть при необходимости можно сделать CMC₁ = L₁ и CMC₂ = L₂. Это особенно полезно, если для сборки применяются SMD-дроссели. В таком случае для четырех катушек индуктивности будут использоваться только два питателя раздатчика.

   

   Рис. 20. Использование синфазного дросселя в роли дифференциальной индуктивности

   Разводка фильтра на печатной плате

   Для эффективного функционирования входного и выходного фильтров решающее значение имеет их компоновка на печатной плате. Как уже было сказано, входной конденсатор следует устанавливать как можно ближе к выводам входа преобразователя. Чтобы избежать ухудшения фильтрации, необходимо использовать конденсаторы хорошего качества с ESR в миллиомах, импеданс любого соединения между конденсатором и входами преобразователя также не должен превышать нескольких миллиом. Используя нижеприведенное уравнение, можно выполнить расчет активного сопротивления печатного проводника Track Resistance:

   

   где Track Resistance — сопротивление печатного проводника; Resistivity — удельное сопротивление (удельное сопротивление меди 1,7×10 –6 Ом/см); Length — длина печатного проводника; Thickness — толщина печатного проводника; Width — ширина печатного проводника; TempCo — температурный коэффициент сопротивления (для меди TempCo = +0,393%/°C); Temp — температура печатного проводника.

   Обычная печатная плата имеет толщину меди 35 мкм, так что проводник шириной 1 мм и длиной 1 см будет при температуре +25 °C иметь сопротивление по постоянному току, равное почти 5 мОм, с увеличением до 6 мОм при температуре +85 °C. (Для расчетов можно воспользоваться онлайн-калькулятором [2]. — Прим. переводчика.)

   Помимо сопротивления по постоянному току, необходимо учитывать и сопротивление печатного проводника по переменному току, то есть его импеданс (полное сопротивление). Проводник печатной платы обладает как индуктивностью, так и распределенной емкостью по отношению к другим дорожкам платы и установленным на нее компонентам. Это может привести к неожиданным результатам в части наводки помех вследствие емкостной или индуктивной связи между дорожками, слоями и непосредственно с компонентами. Например, верхняя дорожка печатной платы, проходя над другой дорожкой на нижней стороне печатной платы или над шиной в теле печатной платы (если это многослойная печатная плата), будет обладать характеристическим импедансом Z₀ и емкостью C₀ в соответствии с уравнениями (рис. 21).

   

   Рис. 21. Расчет характеристического импеданса и емкости проводников печатной платы

   Исходя из вышесказанного, важно, чтобы используемые в схеме фильтрации провод-ники на печатной плате не проходили над или вблизи других, особенно сигнальных проводников. В идеале двусторонняя или многослойная плата должна использоваться так, чтобы шины заземления могли формироваться непосредственно под или рядом с помехоподавляющими компонентами. Если печатная плата односторонняя, то соединения должны быть максимально короткими и широкими (рис. 22).

   

   Рис. 22. Пример компоновки на печатной плате простого фильтра для обеспечения требований класса A.
   Разводка печатной платы показана с преобразователем серии RP30 SF

   Компоненты фильтров также должны быть рассмотрены как реальные, а не идеальные компоненты. Это означает, что на высоких частотах паразитная индуктивность конденсатора или паразитная емкость катушки индуктивности может взять на себя инициативу в определении поведения компонента. Другими словами, конденсаторы начинают вести себя как катушки индуктивности, и наоборот. Резисторы могут вести себя либо как индуктивности, либо как конденсаторы.

   При умелом подборе компонентов эти проблемы можно нейтрализовать или полностью их устранить. Наиболее важным критерием при конструировании является учет собственной резонансной частоты компонента, то есть той точки его амплитудно-частотной характеристики (АЧХ), где характер его поведения изменяется. В качестве примера на рис. 23 для такого элемента, как конденсатор, показан график зависимости импеданса от частоты.

   

   Рис. 23. Собственная резонансная частота конденсатора

   Сплошная линия на графике показывает АЧХ конденсатора емкостью 4,7 нФ, имеющего эквивалентное последовательное сопротивление ESR = 0,01 Ом и собственную эквивалентную индуктивность ESL = 2,5 нГн. Пунктирная линия показывает тот же конденсатор, для которого было смоделировано недостаточно качественное размещение на плате, в частности подключение. К имеющемуся ESR такое подключение добавило 50 мОм, а к ESL — 50 нГн. Как видно из графика, резонансная частота сместилась в более низкую область частот, а это означает, что конденсатор начнет вести себя уже как индуктивность на частоте в одну десятую от собственной резонансной частоты, указанной в спецификации.

   Для конструкции печатной платы, представленной на рис. 22, особенно важно, чтобы значение ESR и ESL для подключенного к общему проводу («земле») выводу конденсатора было настолько низким, насколько это возможно. Данное требование нельзя выполнить путем простого электрического соединения с общим проводником через одно-единственное проходное отверстие печатной платы — для этого необходимо несколько отверстий (рис. 24). Такой подход приведет к снижению сопротивления как по постоянному току, так и импеданса в целом, то есть с учетом сопротивления и по переменному току.

   

   Рис. 24. Пример многоточечного подключения вывода элемента к общему проводу

   Для индуктивностей (в рассматриваемом случае — дросселей фильтров) длина соединительного проводника не имеет значения, поскольку длинный проводник будет только увеличивать общую индуктивность. Тем не менее будет правильным установить индуктивности как можно ближе к источнику помех и возможной интерференции.

   При разводке любых описанных здесь фильтров особое внимание должно быть уделено протекающим в цепи токам. Любой ток, протекающий в контуре, будет генерировать электромагнитное поле, которое может индуцировать шум и помехи в других частях схемы. В идеале для подключения к общему проводнику (заземлению) необходимо использовать соединения типа «звезда», когда все обратные токи будут течь к одной общей точке заземления. Если же петля все же окажется неизбежной, то площадь такого контура должна быть как можно меньшей.

   С хорошо разведенной печатной платой и правильным выбором компонентов результаты подавления пульсаций, шумов и помех DC/DC-преобразователя могут быть весьма впечатляющими. Наглядный практический пример приведен на рис. 25.

   

   Рис. 25. Пример измерения шумов и помех до и после их фильтрации

   1. Roberts S. DC/DC Book of Knowledge Practical tips for the User. RECOM Second Edition, 2015.
   2. The CircuitCalculator.com Blog. A blog with live web calculators.
   Похожие публикации:

   1. Dns сервер что это
   2. Как в латехе сделать нижнее подчеркивание
   3. Почему принтер обрезает изображение при печати
   4. Программа ножницы где найти на компьютере